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逆变器控制方法和马达控制装置与流程

文档序号:24893396发布日期:2021-04-30 13:21
逆变器控制方法和马达控制装置与流程

本公开涉及对逆变器进行控制的技术和对马达进行控制的技术。



背景技术:

在专利文献1中提出了降低由三相同步电动机的径向电磁激振力的时间二次成分引起的振动的技术。这里,说明了“径向电磁激振力的时间二次成分”是指作为流过马达的电流的基波频率的2倍的径向电磁激振力。而且,说明了由径向电磁激振力的时间二次成分引起的振动产生三相同步电动机的椭圆状的变形或正方形状的变形模式的情况。在该技术中,针对d轴电感和q轴电感不同的马达,使负的d轴电流随着q轴电流的增大而增大。

现有技术文献

专利文献

专利文献1:日本特开2015-211561号公报



技术实现要素:

发明要解决的课题

在专利文献1中,着眼于径向电磁激振力的时间二次成分。因此,没有明确地提及马达的轴对将该轴支承为旋转自如的轴承施加的径向的应力在特定的旋转角度下变强的所谓的“单侧接触”。单侧接触成为使轴承受损的原因。本公开提供减轻在马达旋转时轴产生的径向的应力的技术。

用于解决课题的手段

本公开的逆变器控制方法是对输出施加电压(vs)的逆变器(210b)进行控制的方法,所述施加电压(vs)是施加给利用轴(10)的旋转对负载(20)进行驱动的马达(1)的电压。

在逆变器控制方法的第1方式中,使所述逆变器(210b)输出具有比第1最大值(vmax_ωmax)小的振幅的所述施加电压(vs),使所述马达以第1速度(ωmax)进行旋转而对规定的所述负载进行驱动。使所述逆变器(210b)输出具有第2最大值(vmax_ω3)的振幅的所述施加电压(vs),使所述马达以第2速度(ω3)进行旋转而对所述规定的所述负载进行驱动。所述第2速度(ω3)比所述第1速度(ωmax)小。

所述第1最大值(vmax_ωmax)是所述马达以所述第1速度(ωmax)对所述规定的所述负载进行驱动时所述施加电压的振幅(|vs|)能够取的值的最大值。所述第1速度(ωmax)是所述马达对所述规定的所述负载进行驱动时所述马达的旋转的速度(ωm)的最大值。

所述第2最大值(vmax_ω3)是所述马达以所述第2速度(ω3)对所述规定的所述负载进行驱动时所述施加电压的振幅(|vs|)能够取的值的最大值。

在逆变器控制方法的第2方式中,在所述马达输出规定的扭矩时所述马达的旋转的速度(ωm)为所述马达输出所述规定的扭矩时所述马达的基础速度(ωb)以上时,使所述逆变器(210b)输出具有对第1最大值(vmax_ω1)乘以第1比而得到的振幅的所述施加电压(vs),使所述马达以第1速度(ω1)进行旋转,并且使所述马达输出所述规定的扭矩。使所述逆变器(210b)输出具有对第2最大值(vmax_ω2)乘以第2比而得到的振幅的所述施加电压(vs),使所述马达以第2速度(ω2)进行旋转,并且使所述马达输出所述规定的扭矩。

所述第1最大值(vmax_ω1)是在所述马达以所述第1速度(ω1)输出所述规定的扭矩时所述施加电压的振幅(|vs|)能够取的值的最大值。所述第2最大值(vmax_ω2)是在所述马达以所述第2速度(ω2)输出所述规定的扭矩时所述施加电压的振幅(|vs|)能够取的值的最大值。

所述第2速度(ω2)比所述第1速度(ω1)大,所述第2比小于所述第1比。

本公开的逆变器控制方法的第3方式是在该第2方式中,所述第2速度是在所述马达输出所述规定的扭矩时能够取的所述速度(ωm)的最大值(ωmax)。

本公开的马达控制装置具有:逆变器(210b),其输出施加电压(vs),所述施加电压(vs)是施加给利用轴(10)的旋转对负载(20)进行驱动的马达(1)的电压;以及控制器(209),其对所述逆变器的动作进行控制。

在马达控制装置的第1方式中,所述控制器使所述逆变器(210b)输出具有比第1最大值(vmax_ωmax)小的振幅的所述施加电压(vs),使所述马达以第1速度(ωmax)进行旋转而对规定的所述负载进行驱动,所述控制器使所述逆变器(210b)输出具有第2最大值(vmax_ω3)的振幅的所述施加电压(vs),使所述马达以第2速度(ω3)进行旋转而对所述规定的所述负载进行驱动。所述第2速度(ω3)比所述第1速度(ωmax)小。

所述第1最大值(vmax_ωmax)是所述马达以所述第1速度(ωmax)对所述规定的所述负载进行驱动时所述施加电压的振幅(|vs|)能够取的值的最大值,所述第1速度(ωmax)是所述马达对所述规定的所述负载进行驱动时所述马达的旋转的速度(ωm)的最大值。

所述第2最大值(vmax_ω3)是所述马达以所述第2速度(ω3)对所述规定的所述负载进行驱动时所述施加电压的振幅(|vs|)能够取的值的最大值。

在马达控制装置的第2方式中,在所述马达输出规定的扭矩时所述马达的旋转的速度(ωm)为所述马达输出所述规定的扭矩时所述马达的基础速度(ωb)以上时,所述控制器使所述逆变器(210b)输出具有对第1最大值(vmax_ω1)乘以第1比而得到的振幅的所述施加电压(vs),使所述马达以第1速度(ω1)进行旋转,并且使所述马达输出所述规定的扭矩,所述控制器使所述逆变器(210b)输出具有对第2最大值(vmax_ω2)乘以第2比而得到的振幅的所述施加电压(vs),使所述马达以第2速度(ω2)进行旋转,并且使所述马达输出所述规定的扭矩。

所述第1最大值(vmax_ω1)是在所述马达以所述第1速度(ω1)输出所述规定的扭矩时所述施加电压的振幅(|vs|)能够取的值的最大值,所述第2最大值(vmax_ω2)是在所述马达以所述第2速度(ω2)输出所述规定的扭矩时所述施加电压的振幅(|vs|)能够取的值的最大值。

所述第2速度(ω2)比所述第1速度(ω1)大,所述第2比小于所述第1比。

本公开的马达控制装置的第3方式是在该第2方式中,所述第2速度是在所述马达输出所述规定的扭矩时能够取的所述速度(ωm)的最大值(ωmax)。

本公开的逆变器控制方法和马达控制装置减轻在马达旋转时轴对轴承施加的径向的应力。

附图说明

图1是例示出压缩机的构造的剖视图。

图2是示出马达和对马达进行驱动的马达驱动装置的结构的框图。

图3是用实线示出在实施方式中采用的控制与旋转速度的关系的曲线图。

图4是示出控制器对输出电路的控制的流程图。

图5是将旋转速度作为参变量而示出轴偏移与施加电压的振幅的关系的曲线图。

图6是将旋转速度作为参变量而示出电流振幅与轴偏移的关系的曲线图。

图7是示出将扭矩设为规定的值时的旋转速度与电流振幅的关系的曲线图。

图8是将旋转速度作为参变量而示出电流矢量的相位与轴偏移的关系的曲线图。

图9是示出将扭矩设为规定的值时的旋转速度与相位的关系的曲线图。

图10是将旋转速度作为参变量而示出d轴电流与轴偏移的关系的曲线图。

图11是将旋转速度作为参变量而示出q轴电流与轴偏移的关系的曲线图。

图12是示出将扭矩设为规定的值时的旋转速度与q轴电流的关系的曲线图。

图13是示出励磁磁通矢量、由电枢反作用引起的磁通矢量、一次磁通矢量的关系的矢量图。

图14是将旋转速度作为参变量而示出t轴电流与轴偏移的关系的曲线图。

图15是示出将扭矩设为规定的值时的旋转速度与t轴电流的关系的曲线图。

图16是将旋转速度作为参变量而示出一次磁通与轴偏移的关系的曲线图。

图17是示出将扭矩设为规定的值时的旋转速度与一次磁通的关系的曲线图。

图18是将旋转速度作为参变量而示出负载角与轴偏移的关系的曲线图。

图19是示出将扭矩设为规定的值时的旋转速度与负载角的关系的曲线图。

图20是将旋转速度作为参变量而示出瞬时实际功率与轴偏移的关系的曲线图。

图21是示出将扭矩设为规定的值时的旋转速度与瞬时实际功率的关系的曲线图。

图22是示出控制器的第1变形的框图。

图23是示出控制器的第2变形的框图。

具体实施方式

图1是例示出在制冷回路例如热泵中采用的压缩机100的构造的剖视图。压缩机100具有压缩机构20、马达1、轴承14以及壳体15。压缩机构20对制冷剂(省略图示)进行压缩。压缩机构20例如采用摆动方式,通过轴10进行从马达1传递来的旋转来对制冷剂进行压缩。压缩机构20是马达1驱动的负载。

马达1具有定子11和转子12。例如,定子11和转子12分别由电枢、励磁元件实现。例如,马达1是内转子型的埋入磁铁同步马达,转子12具有产生励磁磁通的永久磁铁(省略图示)。

轴10安装于转子12,通过轴承14旋转自如地安装于壳体15。

在转子12的沿着轴10的方向(以下称为“轴向”)的压缩机构20侧设置有平衡配重13a。在转子12的轴向的与压缩机构20相反的一侧设置有平衡配重13c。为了便于说明构造,在图1的剖视图上,转子12的俯视图(沿着轴向从与压缩机构20相反的一侧观察转子12的图)与转子12的截面由作为四条假想线的点划线结合地表示。

通过转子12的旋转(以下,有时也称为马达1的旋转),在平衡配重13a、13c上分别作用有离心力fa、fc。在轴10上作用有不均衡磁吸引力fb。不均衡磁吸引力fb是由定子11与转子12之间的磁吸引力的不均衡引起的径向即与轴向垂直的方向的成分。这里,仅着眼于该成分的原因是离心力fa、fc在径向上作用,并且研究由对轴10沿径向施加的应力与它们一起产生的挠曲量(以下称为“轴偏移”)。这里,为了方便,图示了不均衡磁吸引力fb作用于转子12的轴向中央的轴10的位置b。

马达1旋转的速度(以下也称为“旋转速度”)越大,离心力fa、fc越大。旋转速度越高,轴偏移越大。轴偏移成为轴10对轴承14施加的径向的应力在特定的旋转角度下变强的所谓的单侧接触的原因。

从提高制冷回路的能力的观点出发,优选旋转速度较大。换言之,较小的轴偏移在提高制冷回路的能力的方面是有利的。

在以下的实施方式中,先容用于降低轴偏移的马达的驱动技术。图2是示出马达1和对马达1进行驱动的马达控制装置200的结构的框图。这里,例示出马达1是三相的埋入磁铁型同步马达(在图中记作ipmsm)的情况。马达控制装置200将流过马达1的三相的交流电流iu、iv、iw转换为d轴成分(以下称为“d轴电流”)id、q轴成分(以下称为“q轴电流”)iq来进行矢量控制。这里,“d轴”、“q轴”分别表示与马达1的励磁磁通同相以及相对于该马达1的励磁磁通超前90度的坐标轴。d轴电流id有助于励磁磁通,q轴电流iq有助于马达1输出的扭矩。

马达控制装置200具有输出电路210和对输出电路210的动作进行控制的控制器209。输出电路210将施加于马达1的施加电压vs输出至马达1。马达1通过施加电压vs例如控制旋转速度而被驱动。例如,输出电路210对直流电压vdc进行dc/ac转换而将三相的施加电压vs输出至马达1。输出电路210向马达1供给三相的交流电流iu、iv、iw。

输出电路210包含脉冲宽度调制电路(图中表示为“pwm电路”)210a和电压控制型的pwm逆变器210b。脉冲宽度调制电路210a输入三相的电压指令值vu、vv、vw而生成对pwm逆变器210b的动作进行控制的栅极信号g。但是,也可以采用其他调制方式的逆变器来代替pwm逆变器210b。

从直流电源向pwm逆变器210b供给直流电压vdc。pwm逆变器210b进行由栅极信号g控制的动作,将直流电压vdc转换为施加电压vs而施加于马达1。从pwm逆变器210b向马达1供给三相的交流电流iu、iv、iw。电压指令值vu、vv、vw是施加电压vs的指令值。

在图2中,供给直流电压vdc的电源设置于马达控制装置200的外部,但也可以包含在马达控制装置200中。该电源例如能够由ac/dc转换器实现。

控制器209例如具有电流指令生成部211、电流控制器212、坐标转换器213、214、位置检测器215、乘法器216以及速度运算器217。

电流检测器218u、218v分别对交流电流iu、iv进行检测。控制器209也可以具有电流检测器218u、218v。位置检测器215检测马达1的旋转位置来作为该机械角下的旋转角度θm。乘法器216将旋转角度θm与极对数pn相乘,求出作为电气角的旋转角度θ。坐标转换器214输入交流电流iu、iv的值和旋转角度θ,求出d轴电流id和q轴电流iq。

速度运算器217根据旋转角度θm求出机械角下的旋转速度ωm。电流指令生成部211输入扭矩指令τ或者旋转速度ωm及其指令值ωm,根据它们求出d轴电流id的指令值id和q轴电流iq的指令值iq。扭矩指令τ是马达1输出的扭矩τ的指令值。

电流控制器212根据d轴电流id及其指令值id、q轴电流iq及其指令值iq求出d轴电压vd的指令值vd和q轴电压vq的指令值vq。例如,通过使d轴电流id与其指令值id的偏差、q轴电流iq与其指令值iq的偏差接近零的反馈控制来求出指令值vd,vq

坐标转换器213根据d轴电压vd的指令值vd、q轴电压vq的指令值vq以及旋转角度θ而生成三相的电压指令值vu、vv、vw

在本实施方式中,不一定需要位置检测器215。也可以采用根据交流电流iu、iv和施加电压vs求出旋转角度θm的所谓的无传感器方式。

图3是用实线示出在本实施方式中采用的控制与旋转速度ωm的关系的曲线图。在图3的上段、中段、下段中的任意一段中,在横轴上采用旋转速度ωm,使扭矩指令τ一致为某恒定值。

图3的上段在纵轴上采用施加电压vs的振幅|vs|,中段在纵轴上采用轴偏移δc,下段在纵轴上采用d轴电流id。这里,轴偏移δc是轴10的轴向的平衡配重13c侧的端部的位置c(图1)处的轴偏移。

在旋转速度ωm为旋转速度v1(也简称为“速度v1”:对于其他旋转速度也同样)以下时,旋转速度ωm越大,振幅|vs|越大。例如,作为这样的控制,能够采用最大扭矩/电流控制或最大效率控制。在图3中例示了在旋转速度ωm为速度v1以下时进行最大扭矩/电流控制的情况。而且,将旋转速度ωm为速度v1时的振幅|vs|表示为电压值vmax。

在旋转速度ωm为速度v2以上时,使振幅|vs|小于电压值vmax。速度v2为速度v1以上。为了方便说明,在本实施方式中将这样的控制暂称为“电压降低控制”。在图3的上段,作为其例子,例示出v2>v1且旋转速度ωm越大振幅|vs|越小的情况。

在旋转速度ωm比速度v1大且为速度v2以下时,振幅|vs|与速度v1下的振幅|vs|(=vmax)相等而不取决于旋转速度ωm。此时,对马达1进行所谓的弱磁通控制。如果v1=v2,则不会发生旋转速度ωm比速度v1大且为速度v2以下的现象,不进行弱磁通控制。

控制器209通过这样的施加电压vs对于旋转速度ωm的依赖性,使输出电路210输出施加电压vs。具体而言,控制器209生成使输出电路210输出与旋转速度ωm对应的施加电压vs那样的电压指令值vu、vv、vw,而将其输出至输出电路210。

图4是示出控制器209对输出电路210的控制的流程图。该流程图是对施加电压vs进行控制的例程,该例程例如是针对未图示的主例程的中断处理,通过中断处理而开始,通过该例程的结束,处理返回到该主例程。该例程例如与该主例程一起由控制器209进行。

在步骤s401中进行旋转速度ωm与速度v1、v2的比较。如果在步骤s401中判断为ωm≦v1,则处理进入步骤s402。如果在步骤s401中判断为v1<ωm≦v2,则处理进入步骤s403。如果在步骤s401中判断为v2<ωm,则处理进入步骤s404。

在步骤s402中进行最大扭矩/电流控制。或者,也可以代替最大扭矩/电流控制而在步骤s402中进行最大效率控制。或者,也可以在步骤s402中切换进行最大扭矩/电流控制和最大效率控制。

在步骤s403中,采用电压值vmax作为振幅|vs|,例如进行弱磁通控制。在步骤s404中进行电压降低控制,采用小于电压值vmax的值作为振幅|vs|。

在图3中,为了与本实施方式进行比较,虚线表示不采用“电压降低控制”,即使在旋转速度ωm比速度v2大的情况下也维持弱磁通控制的情况。无论采用最大扭矩/电流控制、最大效率控制、弱磁通控制中的哪一种,均是旋转速度ωm越大,轴偏移δc越大。

在图3中示出了轴偏移δc的上限值δco。预先实际测量或者计算求出通过最大扭矩/电流控制、最大效率控制或者弱磁通控制而轴偏移δc取上限值δco的速度v2。这里,例示了即使旋转速度ωm上升而超过速度v1,控制从最大扭矩/电流控制转移到弱磁通控制,在速度v2以下轴偏移δc也小于上限值δco的情况。即,例示了即使在速度v2以下振幅|vs|维持其电压值vmax,轴偏移δc也小于上限值δco的情况。

当旋转速度ωm超过速度v2时,振幅|vs|取小于电压值vmax的值。由此,即使旋转速度ωm较大,也能够将轴偏移δc抑制在上限值δco以下。

例如,电压值vmax是pwm逆变器210b能够从直流电压vdc转换的交流电压的最大值。这里,由于采用最大扭矩/电流控制,因此振幅|vs|成为电压值vmax的速度v1与基础速度一致。这里,基础速度是指能够通过最大扭矩/电流控制使马达1产生扭矩τ的马达1的旋转速度的最大值。在采用最大效率控制的情况下,速度v1比基础速度大。

图5是将旋转速度ωm作为参变量而示出轴偏移δc与振幅|vs|的关系的曲线图。图3和图5表示使用了相同的扭矩指令τ的情况。以下,使用图5对通过电压降低控制将轴偏移δc抑制为上限值δco以下的理由进行说明。

在图5中,示出了旋转速度ωm取速度v1、v5、v6、v7(其中v1<v2<v5<v6<v7)时的轴偏移δc与振幅|vs|的关系。在维持扭矩τ时,用于实现旋转速度ωm的振幅|vs|越大,轴偏移δc越大。旋转速度ωm越大,轴偏移δc越大。

在图5中,还追加描绘了在旋转速度ωm取速度v3、v4、v2(其中v3<v4<v1<v2)时在最大扭矩/电流控制和弱磁通控制中采用的振幅|vs|下的轴偏移δc的值。图5中的粗线表示沿着附记在其上的箭头的方向,伴随着旋转速度ωm的上升而在本实施方式中采用的振幅|vs|发生变化。

随着旋转速度ωm上升到速度v3、v4、v1,振幅|vs|和轴偏移δc上升。并且,在旋转速度ωm到达速度v1时,振幅|vs|到达电压值vmax。因此,即使使旋转速度ωm进一步上升,振幅|vs|也不会进一步增大。

而且,在旋转速度ωm到达速度v2之前,振幅|vs|维持电压值vmax(粗线箭头在图5中与纵轴平行地从下向上)。此时,进行弱磁通控制,轴偏移δc上升。

而且,当旋转速度ωm到达速度v2时,轴偏移δc到达上限值δco,当旋转速度ωm超过速度v2时,进行电压降低控制。由此,即使旋转速度ωm较大,轴偏移δc也维持在上限值δco。

当然,即使振幅|vs|降低,轴偏移δc也不一定维持在上限值δco。但是,如果振幅|vs|比电压值vmax低,则与振幅|vs|维持为电压值vmax的情况相比,轴偏移δc减小。就图3的中段而言,在采用电压降低控制时,实线所示的曲线必定位于比虚线所示的曲线靠下方的位置。换言之,减轻了马达1旋转时的特定的旋转角度下的径向的应力。这有助于减轻轴10对轴承14的单侧接触。

如上所述,也可以降低振幅|vs|,轴偏移δc比上限值δco小。例如,电压降低控制中的振幅|vs|也可以采用比图3的上段中实线所示的电压值低的恒定值。

在图3的下段中,在电压降低控制中也与弱磁通控制同样,d轴电流id下降(由于d轴电流id为负值,因此其绝对值增加)。但是,相对于旋转速度ωm的上升,d轴电流id下降的斜率在电压降低控制中比在弱磁通控制中更加显著。

但是,在电压降低控制中,与单纯的弱磁通控制不同,振幅|vs|取比其最大值低的值。

以下,使用数学式对用于使轴偏移δc为上限值δco以下的d轴电流id进行说明。

[表1]

轴偏移δc能够根据梁的挠曲的弹性方程式由式(1)表示。

[数学式1]

δc=kafa+kbfb+kcfc…(1)

采用马达1的电枢所具有的电枢绕组按照各相串联连接有多个线圈的情况为例。在该情况下,不均衡磁吸引力fb由式(2)表示。

[数学式2]

其中

而且,离心力fa、fc由式(3)表示,由式(1)、(2)、(3)导出式(4)。

[数学式3]

fa=maraωm2,fc=mcrcωm2…(3)

[数学式4]

在使q轴电流iq恒定的情况下,不仅值a、b恒定,值c也恒定。因此,根据在式(4)中设δc=δco而得到的式(5)所示的关系,可知旋转速度ωm的平方与d轴电流id的二次式成正比。即,通过根据旋转速度ωm而由式(5)确定d轴电流id,能够使轴偏移δc为上限值δco以下。

[数学式5]

从式(5)可知,在d轴电流id比值(-b/2a)大时,d轴电流id越小,轴偏移δc也越小。而且,在d轴电流id比值(-b/2a)小时,d轴电流id越小,轴偏移δc越大。因此,从最大程度地降低轴偏移δc的观点出发,优选d轴电流id取值(-b/2a)。

图6是将旋转速度ωm作为参变量而示出电流振幅ia(任意单位)与轴偏移δc的关系的曲线图。其中,使扭矩τ恒定。这里,ia=[id2+iq2]1/2,是将交流电流iu、iv、iw表示为电流矢量ia时的电流矢量ia的振幅。

在图6中,示出了旋转速度ωm取速度v1、v5、v6、v7时的轴偏移δc与电流振幅ia的关系。在维持扭矩τ时,用于实现旋转速度ωm的电流振幅ia越大,轴偏移δc越小。旋转速度ωm越大,轴偏移δc越大。

在图6中,还追加描绘了在旋转速度ωm取速度v2时在弱磁通控制中采用的电流振幅ia下的轴偏移δc的值(该值相当于上限值δco)。此时,振幅|vs|取电压值vmax,电流振幅ia取如后所述求出的值ia^。在最大扭矩/电流控制中旋转速度ωm为速度v1以下时,电流振幅ia取值ia0。

图7是示出将扭矩τ设为规定的值时的旋转速度ωm与电流振幅ia(任意单位:其中单位与图6一致)的关系的曲线图。实线表示在ωm>v2时采用电压降低控制的情况,虚线表示在ωm>v2时采用弱磁通控制的情况。示出了在ωm≦v1时采用最大扭矩/电流控制、在v1<ωm≦v2时采用弱磁通控制的情况。

因此,在旋转速度ωm超过速度v2时,通过电流振幅ia取比在弱磁通中采用的值(该值比值ia^大)大的值,能够进行上述的电压降低控制。

即,在旋转速度ωm超过速度v2时,控制器209在输出电路210中使交流电流iu、iv、iw流向马达1,该交流电流iu、iv、iw得到电流振幅ia比在弱磁通控制中采用的值(该值比值ia^大)大的电流振幅ia的电流矢量ia。

电流振幅ia在弱磁通控制中采用的值能够如下所述求出。导入作为电气角的旋转速度ω、扭矩τ(其也可以用扭矩指令τ代替)、马达1的d轴电感ld、q轴电感lq、由马达1所具有的励磁元件的永久磁铁产生的励磁磁通ψa、马达1的电阻ra、d轴电压vd和q轴电压vq(它们也可以用各自的指令值vd、vq代替)、微分算子p,而式(6)、(7)、(8)、(9)成立。

[数学式6]

[数学式7]

[数学式8]

τ=pnψaiq+pn(ld-lq)idiq…(8)

[数学式9]

旋转速度ω由旋转速度ωm与极对数pn的积求出,因此设ω=pn·ωm使式(6)、(7)、(8)、(9)联立而得到的电流振幅ia是在弱磁通控制中采用的电流振幅ia的值。将式(6)的左边设为ω=pn·v1使式(6)、(7)、(8)、(9)联立而得到的电流振幅ia为值ia0。

图8是将旋转速度ωm作为参变量而示出电流矢量ia相对于q轴的相位β与轴偏移δc的关系的曲线图。其中,使扭矩τ恒定。这里,存在式(10)的关系。

[数学式10]

在图8中,示出了旋转速度ωm取速度v1、v5、v6、v7时的轴偏移δc与相位β的关系。在维持扭矩τ时,用于实现旋转速度ωm的相位β越大,轴偏移δc越小。旋转速度ωm越大,轴偏移δc越大。

在图8中,还追加描绘了在旋转速度ωm取速度v2时在弱磁通控制中采用的相位β下的轴偏移δc的值(该值相当于上限值δco)。此时,振幅|vs|取电压值vmax,相位β取如后所述求出的值β^。在最大扭矩/电流控制中旋转速度ωm为速度v1以下时,相位β取值β0。

图9是示出将扭矩τ设为规定的值时的旋转速度ωm与相位β的关系的曲线图。实线表示在ωm>v2时采用电压降低控制的情况,虚线表示在ωm>v2时采用弱磁通控制的情况。示出了在ωm≤v1时采用最大扭矩/电流控制、在v1<ωm≤v2时采用弱磁通控制的情况。

因此,在旋转速度ωm超过速度v2时,通过相位β取比在弱磁通中采用的值(该值比值β^大)大的值,能够进行上述的电压降低控制。

即,在旋转速度ωm超过速度v2时,控制器209在输出电路210中使交流电流iu、iv、iw流向马达1,该交流电流iu、iv、iw得到相位β比在弱磁通控制中采用的值大的相位β。

设ω=pn·ωm使式(6)、(7)、(8)、(10)联立而得到的相位β是在弱磁通控制中采用的相位β的值。将式(6)的左边设为ω=pn·v1使式(6)、(7)、(8)、(10)联立而得到的相位β为值β0。

图10是将旋转速度ωm作为参变量而示出d轴电流id(<0;任意单位)与轴偏移δc的关系的曲线图。

在图10中,示出了旋转速度ωm取速度v1、v5、v6、v7时的轴偏移δc与d轴电流id的关系。其中,使扭矩τ恒定。在维持扭矩τ时,用于实现旋转速度ωm的d轴电流id越大(绝对值越小),轴偏移δc越大。旋转速度ωm越大,轴偏移δc越大。

在图10中,还追加描绘了在旋转速度ωm取速度v2时在弱磁通控制中采用的d轴电流id下的轴偏移δc的值(该值相当于上限值δco)。此时,振幅|vs|取电压值vmax,d轴电流id取如后所述求出的值id^。在最大扭矩/电流控制中旋转速度ωm为速度v1以下时,d轴电流id取值id0(也参照图3的下段)。

因此,在旋转速度ωm超过速度v2时,通过d轴电流id取比在弱磁通控制中采用的值(该值比值id^小)小的值(绝对值大的值),能够进行上述的电压降低控制。

即,在旋转速度ωm超过速度v2时,控制器209在输出电路210中使交流电流iu、iv、iw流向马达1,该交流电流iu、iv、iw具有d轴电流id比在弱磁通控制中采用的值小的值的d轴成分。

图11是将旋转速度ωm作为参变量而示出q轴电流iq(任意单位)与轴偏移δc的关系的曲线图。其中,使扭矩τ恒定。

在图11中,示出了旋转速度ωm取速度v1、v5、v6、v7时的与轴偏移δc的关系。在维持扭矩τ时,用于实现旋转速度ωm的q轴电流iq越大,轴偏移δc越大。旋转速度ωm越大,轴偏移δc越大。

在图11中,还追加描绘了在旋转速度ωm取速度v2时在弱磁通控制中采用的q轴电流iq下的轴偏移δc的值(该值相当于上限值δco)。此时,振幅|vs|取电压值vmax,q轴电流iq取如后所述求出的值iq^。在最大扭矩/电流控制中旋转速度ωm为速度v1以下时,q轴电流iq取值iq0。

因此,在旋转速度ωm超过速度v2时,通过q轴电流iq取比在弱磁通中采用的值(该值比值iq^小)小的值,能够进行上述的电压降低控制。

图12是示出将扭矩τ设为规定的值时的旋转速度ωm与q轴电流iq(任意单位:其中单位与图11一致)的关系的曲线图。实线表示在ωm>v2时采用电压降低控制的情况,虚线表示在ωm>v2时采用弱磁通控制的情况。示出了在ωm≦v1时采用最大扭矩/电流控制、在v1<ωm≦v2时采用弱磁通控制的情况。

即,在旋转速度ωm超过速度v2时,控制器209在输出电路210中使交流电流iu、iv、iw流向马达1,该交流电流iu、iv、iw具有q轴电流iq比在弱磁通控制中采用的值小的值的q轴成分。

设ω=pn·ωm使式(6)、(7)、(8)联立而得到的d轴电流id、q轴电流iq分别是在弱磁通控制中采用的d轴电流、q轴电流。在将式(6)的左边设为ω=pn·v1时使式(6)、(7)、(8)联立而得到的d轴电流id、q轴电流iq分别为值id0、iq0。

图13是示出励磁磁通矢量ψa、由电枢反作用引起的磁通矢量ψb、一次磁通矢量λ0的关系的矢量图。在图13中,为了明示这些磁通矢量ψa、ψb、λ0是矢量,在各个符号上标有箭头。但是,在本实施方式的说明中,对这些矢量的振幅也使用重复的符号,称为励磁磁通ψa、磁通ψb、一次磁通λ0。

一次磁通矢量λ0是磁通矢量(-ψb)与励磁磁通矢量ψa的合成。负载角δ0是一次磁通矢量λ0相对于励磁磁通矢量ψa的相位。一次磁通λ0由式(11)表示。在一次磁通λ0与负载角δ0之间存在式(12)的关系。

[数学式11]

[数学式12]

α轴、β轴是马达1中的固定坐标系的坐标轴。d轴、q轴是旋转坐标系的坐标轴,各自的意思如上所述。励磁磁通矢量ψa与d轴同相,在矢量图中方向彼此一致。m轴、t轴分别表示与一次磁通矢量λ0同相和相对于该一次磁通矢量λ0超前90度的坐标轴。一次磁通矢量λ0和m轴在矢量图中方向彼此一致。以下,将流过马达1的三相的交流电流iu、iv、iw的m轴成分称为m轴电流im,将t轴成分称为t轴电流it。t轴电流it由式(13)表示。

[数学式13]

it=-idsinδo+iqcosδo…(13)

图14是将旋转速度ωm作为参变量而示出t轴电流it(任意单位)与轴偏移δc的关系的曲线图。其中,使扭矩τ恒定。

在图14中,示出了旋转速度ωm取速度v1、v5、v6、v7时的轴偏移δc与t轴电流it的关系。在维持扭矩τ时,用于实现旋转速度ωm的t轴电流it越大,轴偏移δc越小。旋转速度ωm越大,轴偏移δc越大。

在图14中,还追加描绘了在旋转速度ωm取速度v2时在弱磁通控制中采用的t轴电流it下的轴偏移δc的值(该值相当于上限值δco)。此时,振幅|vs|取电压值vmax,t轴电流it取如后所述求出的值it^。在最大扭矩/电流控制中旋转速度ωm为速度v1以下时,t轴电流it取值it0。

因此,在旋转速度ωm超过速度v2时,通过t轴电流it取比在弱磁通中采用的值(该值比值it^大)大的值,能够进行上述的电压降低控制。

图15是示出将扭矩τ设为规定的值时的旋转速度ωm与t轴电流it(任意单位:其中单位与图14一致)的关系的曲线图。实线表示在ωm>v2时使用电压降低控制的情况,虚线表示在ωm>v2时采用弱磁通控制的情况。示出了在ωm≤v1时采用最大扭矩/电流控制、在v1<ωm≤v2时采用弱磁通控制的情况。

即,在旋转速度ωm超过速度v2时,控制器209在输出电路210中使交流电流iu、iv、iw流向马达1,该交流电流iu、iv、iw具有比在以该速度实施弱磁通控制的情况下流过马达1的交流电流iu、iv、iw的t轴成分(t轴电流it)的值大的值的t轴成分。

设ω=pn·ωm使式(6)、(7)、(8)、(12)、(13)联立而得到的t轴电流it是实施了弱磁通控制时的t轴电流it的值。将式(6)的左边设为ω=pn·v1,使式(6)、(7)、(8)、(12)、(13)联立而得到的t轴电流it为值it0。

图16是将旋转速度ωm作为参变量而示出一次磁通λ0(任意单位)与轴偏移δc的关系的曲线图。其中,使扭矩τ恒定。

在图16中,示出了旋转速度ωm取速度v1、v5、v6、v7时的轴偏移δc与一次磁通λ0的关系。在维持扭矩τ时,用于实现旋转速度ωm的一次磁通λ0越大,轴偏移δc越大。旋转速度ωm越大,轴偏移δc越大。

在图16中,还追加描绘了在旋转速度ωm取速度v2时在弱磁通控制中采用的一次磁通λ0下的轴偏移δc的值(该值相当于上限值δco)。此时,振幅|vs|取电压值vmax,一次磁通λ0取如后所述求出的值λ0^。在最大扭矩/电流控制中旋转速度ωm为速度v1以下时,一次磁通λ0取值λ00。

因此,在旋转速度ωm超过速度v2时,通过产生取比实施了弱磁通控制时的一次磁通的值小的值的一次磁通λ0,能够进行上述的电压降低控制。

图17是示出将扭矩τ设为规定的值时的旋转速度ωm与一次磁通λ0(任意单位:其中单位与图16一致)的关系的曲线图。实线表示在ωm>v2时采用电压降低控制的情况,虚线表示在ωm>v2时采用弱磁通控制的情况。示出了在ωm≦v1时采用最大扭矩/电流控制、在v1<ωm≦v2时采用弱磁通控制的情况。

即,在旋转速度ωm超过速度v2时,控制器209在输出电路210中使交流电流iu、iv、iw流向马达1,该交流电流iu、iv、iw使马达1产生比实施了弱磁通控制时的一次磁通的值小的一次磁通λ0。

设ω=pn·ωm使式(6)、(7)、(8)、(11)联立而得到的一次磁通λ0是实施了弱磁通控制时的一次磁通λ0的值。将式(6)的左边设为ω=pn·v1,使式(6)、(7)、(8)、(11)联立而得到的一次磁通λ0为值λ00。

图18是将旋转速度ωm作为参变量而示出负载角δ0与轴偏移δc的关系的曲线图。其中,使扭矩恒定。

在图18中,示出了在旋转速度ωm取速度v1、v5、v6、v7时的轴偏移δc与负载角δ0的关系。在维持扭矩τ时,用于实现旋转速度ωm的负载角δ0越大,轴偏移δc越小。旋转速度ωm越大,轴偏移δc越大。

在图18中,还追加描绘了在旋转速度ωm取速度v2时在弱磁通控制中采用的负载角δ0下的轴偏移δc的值(该值相当于上限值δco)。此时,振幅|vs|取电压值vmax,负载角δ0取如后所述求出的值δ0^。在最大扭矩/电流控制中旋转速度ωm为速度v1以下时,负载角δ0取值δ00。

因此,在旋转速度ωm超过速度v2时,通过负载角δ0取比实施了弱磁通控制时的负载角的值大的值,能够进行上述的电压降低控制。

图19是示出将扭矩τ设为规定的值时的旋转速度ωm与负载角δ0的关系的曲线图。实线表示在ωm>v2时采用电压降低控制的情况,虚线表示在ωm>v2时采用弱磁通控制的情况。示出了在ωm≦v1时采用最大扭矩/电流控制、在v1<ωm≦v2时采用弱磁通控制的情况。

即,在旋转速度ωm超过速度v2时,控制器209使交流电流iu、iv、iw流过输出电路210,该交流电流iu、iv、iw使马达1产生比实施了弱磁通控制时的负载角的值大的负载角δ0。

设ω=pn·ωm使式(6)、(7)、(8)、(12)联立而得到的负载角δ0是实施了弱磁通控制时的负载角δ0的值。将式(6)的左边设为ω=pn·v1使式(6)、(7)、(8)、(12)联立而得到的负载角δ0为值δ00。

图20是将旋转速度ωm作为参变量而示出瞬时实际功率po(任意单位)与轴偏移δc的关系的曲线图。其中,使扭矩恒定。

在图20中,示出了在旋转速度ωm取速度v1、v5、v6、v7时的轴偏移δc与瞬时实际功率po的关系。瞬时实际功率po是输出电路210向马达1供给的瞬时实际功率。瞬时实际功率po也可以说是马达1产生的瞬时实际功率。po=vd·id+vq·iq,例如能够使用指令值vd、vq并通过vd·id+vq·iq来计算。

在维持扭矩τ时,用于实现旋转速度ωm的瞬时实际功率po越大,轴偏移δc越小。旋转速度ωm越大,轴偏移δc越大。

在图20中,还追加描绘了在旋转速度ωm取速度v2时在弱磁通控制中采用的瞬时实际功率po下的轴偏移δc的值(该值相当于上限值δco)。此时,振幅|vs|取电压值vmax,瞬时实际功率po取值po^(=vd·id^+vq·iq^)。在最大扭矩/电流控制中旋转速度ωm为速度v1以下时,瞬时实际功率po为值po0(=vd·id0+vq·iq0)以下。

因此,在旋转速度ωm超过速度v2时,通过瞬时实际功率po取比实施了弱磁通控制时的瞬时实际功率的值大的值,能够进行上述的电压降低控制。

图21是示出将扭矩τ设为规定的值时的旋转速度ωm与瞬时实际功率po(任意单位:其中单位与图20一致)的关系的曲线图。实线表示在ωm>v2时采用电压降低控制的情况,虚线表示在ωm>v2时采用弱磁通控制的情况。示出了在ωm≦v1时采用最大扭矩/电流控制、在v1<ωm≦v2时采用弱磁通控制的情况。

即,在旋转速度ωm超过速度v2时,控制器209使输出电路210向马达1输出比实施了弱磁通控制时的瞬时实际功率的值大的瞬时实际功率po。

图22是示出控制器209的第1变形的框图。在第1变形中,仅提取图2所示的电流指令生成部211和电流控制器212的附近进行表示。在第1变形中,在控制器209中,在电流指令生成部211与电流控制器212之间设置有限制器219,将d轴电流id的指令值id限制在上限值idlim以下。具体而言,如果从电流指令生成部211得到的指令值id超过上限值idlim,则限制器219将上限值idlim作为指令值id输入到电流控制器212。

在第1变形中,在控制器209中还设置有上限值计算部220。上限值计算部220使用q轴电流iq的指令值iq、旋转速度ωm的指令值ωm以及轴偏移δc的上限值δco来计算上限值idlim。将式(5)变形而得到式(14)。

[数学式14]

能够计算上限值idlim作为在式(14)中采用指令值ωm作为旋转速度ωm而得到的d轴电流id的值。

如上所述,从最大程度地降低轴偏移δc的观点出发,优选d轴电流id取值(-b/2a)。因此,优选不成为idlim<(-b/2a)。在idlim<(-b/2a)的情况下,例如优选采用使指令值ωm降低的控制(下垂控制)。

图23是示出控制器209的第2变形的框图。第2变形能够用于对一次磁通λ0进行控制的所谓的一次磁通控制。

控制器209例如具有电压指令生成部221、坐标转换器223、224以及角度运算部227。

角度运算部227根据作为电气角的旋转速度ω的指令值ω和t轴电流it,使用公知的方法求出m轴的旋转速度ωoc,进而得到m轴的位置θoc。坐标转换器224根据交流电流iu、iv的值和位置θoc而求出m轴电流im、t轴电流it。

电压指令生成部221根据m轴电流im、t轴电流it、一次磁通λ0的指令值λ0以及旋转速度ωoc而求出t轴电压vt的指令值vt和m轴电压vm的指令值vm

在坐标转换器223中,根据指令值vt、vm和位置θoc而生成三相的电压指令值vu、vv、vw

控制器209还具有限制器229和上限值计算部220、225。限制器229将一次磁通λ0的指令值λ0限制在上限值λ0lim以下。具体而言,如果指令值λ0超过上限值λ0lim,则限制器229将上限值λ0lim作为指令值λ0输入到电压指令生成部221。

在上限值计算部220中,能够计算上限值idlim来作为在式(14)中分别采用指令值ωm作为旋转速度ωm、采用其推定值iqe作为q轴电流iq而得到的d轴电流id的值。

上限值计算部225能够计算上限值λ0lim作为在式(11)中采用id=idlim、iq=iqe而得到的一次磁通λ0的值。

将式(12)变形而得到式(15)。根据式(4)、(15)而得到式(16)。根据式(16)可知,如果负载角δ0和轴偏移δc为恒定值,则旋转速度ωm的平方与一次磁通λ0的二次式成正比。

[数学式15]

[数学式16]

上限值λ0lim也可以使用式(16)作为δc=δco、ωm=ωm而求出。

如上述说明的那样,马达控制装置200具有pwm逆变器210b和控制器209。pwm逆变器210b将施加于马达1的施加电压vs输出至马达1。控制器209对pwm逆变器210b的动作进行控制。马达1通过轴10的旋转对作为其负载的压缩机构20进行驱动。pwm逆变器210b包含在输出电路210中。

在上述实施方式中,例如在从马达1输出规定的扭矩τ时,

(i)在旋转速度ωm为速度v1以下时,旋转速度ωm越大,振幅|vs|越大(例如最大扭矩/电流控制、最大效率控制);

(ii)旋转速度ωm比速度v2(≧v1)大时的振幅|vs|小于速度v1下的振幅|vs|的电压值vmax(电压降低控制);

(iii)旋转速度ωm比速度v1大且为速度v2以下时的振幅|vs|为电压值vmax(例如弱磁通控制)。

例如,在电压降低控制中,在旋转速度ωm比速度v2大时,旋转速度ωm越大,振幅|vs|越小。

在使马达1产生规定的扭矩τ的情况下,在旋转速度ωm超过速度v2时,控制器209使pwm逆变器210b例如动作:

(iia)使相位β比在该速度下应用了弱磁通控制时流过马达1的交流电流iu、iv、iw的相位β大的交流电流iu、iv、iw流向马达1;

(iib)使得到电流振幅ia比在该速度下应用了弱磁通控制时流过马达1的交流电流iu、iv、iw的电流矢量ia的电流振幅ia大的电流矢量ia的交流电流iu、iv、iw流向马达1;

(iic)使d轴成分(d轴电流id)比在该速度下应用了弱磁通控制时流过马达1的交流电流iu、iv、iw的d轴成分(d轴电流id的值id)小的交流电流iu、iv、iw流向马达1;

(iid)使q轴成分(q轴电流iq)比在该速度下应用了弱磁通控制时流过马达1的交流电流iu、iv、iw的q轴成分(q轴电流iq的值iq)小的交流电流iu、iv、iw流向马达1;

(iie)使t轴成分(t轴电流it)比在该速度下应用了弱磁通控制时流过马达1的交流电流iu、iv、iw的t轴成分(t轴电流it的值it)大的交流电流iu、iv、iw流向马达1;

(iif)使交流电流iu、iv、iw流向马达1,该交流电流iu、iv、iw使马达1产生振幅比在该速度下应用了弱磁通控制时该马达1产生的一次磁通(更准确地说是其振幅的值λ0)小的一次磁通λ0;

(iig)使交流电流iu、iv、iw流向马达1,该交流电流iu、iv、iw使马达1产生负载角δ0比在该速度下应用了弱磁通控制时马达1产生的一次磁通λ0的负载角δ0大的一次磁通λ0;或者

(iih)向马达1输出比在该速度下应用了弱磁通控制时马达1产生的瞬时实际功率po大的瞬时实际功率po。

不需要一定采用最大扭矩/电流控制、最大效率控制、弱磁通控制。通常,用于产品系统的马达的旋转速度的最大值取决于该产品系统来确定。这里,就实施方式而言,产品系统包含马达1、马达控制装置200以及马达1驱动的压缩机构20。振幅|vs|的最大值取决于旋转速度ωm。

以下,便于说明,定义各个量。将取决于产品系统确定的马达1的旋转速度ωm的最大值设为速度ωmax。在马达1以速度ωmax进行旋转时,将振幅|vs|能够取的最大值设为电压值vmax_ωmax。将在马达1以比速度ωmax小的速度ω3进行旋转时振幅|vs|能够取的最大值设为电压值vmax_ω3。

如上所述,旋转速度越高,轴偏移δc越大,能够减小振幅|vs|而减小轴偏移δc。因此,优选为,在马达1以速度ωmax进行旋转时,从pwm逆变器210b输出比电压值vmax_ωmax小的施加电压vs。

另一方面,从减小消耗的电流的观点出发,优选振幅|vs|取在马达1进行旋转时能够取的最大值。因此,优选至少在某一个速度ω3下,从pwm逆变器210b输出振幅|vs|为电压值vmax_ω3的施加电压vs。

如果将它们汇总,则能够如下表现:

(a)使pwm逆变器210b输出具有比电压值vmax_ωmax小的振幅|vs|的施加电压vs,使马达1以速度ωmax进行旋转来驱动负载(例如压缩机构20);

(b)使pwm逆变器210b输出具有电压值vmax_ω3的振幅|vs|的施加电压vs,使马达1以速度ω3(<ωmax)进行旋转来驱动负载:这里,

(c)电压值vmax_ωmax是马达1以速度ωmax驱动负载时振幅|vs|能够取的值的最大值;

(d)速度ωmax是马达1驱动负载时的旋转速度ωm的最大值;

(e)电压值vmax_ω3是马达1以速度ω3驱动负载时振幅|vs|能够取的值的最大值;

(f)速度ω3比速度ωmax小(不需要上述条件在比速度ωmax小的所有的旋转速度ωm中成立)。

换言之:

(g)在速度ωmax下,振幅|vs|相对于电压值vmax_ωmax的比小于1;

(h)在比速度ωmax小的某个速度ω3下,振幅|vs|相对于电压值vmax_ω3的比等于1。

不限于马达1以速度ωmax进行旋转时,旋转速度ωm越高,轴偏移δc越大。而且,电压降低控制以基础速度(定义为能够通过最大扭矩/电流控制或者最大效率控制使马达1产生扭矩τ的马达1的旋转速度的最大速度)以上的旋转速度ωm进行。因此,可以将马达1输出规定的扭矩τ时的基础速度ωb、速度ω1(≧ωb)、ω2(>ω1)、作为以速度ω1进行旋转时振幅|vs|能够取的最大值的电压值vmax_ω1、作为以速度ω2进行旋转时振幅|vs|能够取的最大值的电压值vmax_ω2导入,存在如下的关系。

在马达1输出规定的扭矩τ时,

(i)在输出该扭矩τ时的基础速度ωb以上的某个速度ω1下,振幅|vs|相对于电压值vmax_ω1的比是第1比;

(j)在比速度ω1大的某个速度ω2下,振幅|vs|相对于电压值vmax_ω2的比是第2比;

(k)第2比小于第1比(不需要上述条件在基础速度ωb以上的所有的两个旋转速度ωm中成立)。

换言之,在马达1输出规定的扭矩τ时的旋转速度ωm为输出该扭矩τ时的基础速度ωb以上时:

(l)使pwm逆变器210b输出具有对电压值vmax_ω1乘以第1比而得的振幅|vs|的施加电压vs,使马达1以速度ω1进行旋转,并且使马达1输出该扭矩τ;

(m)使pwm逆变器210b输出具有对电压值vmax_ω2乘以第2比而得的振幅|vs|的施加电压vs,使马达1以速度ω2进行旋转,并且使马达1输出该扭矩τ;

(n)电压值vmax_ω1是在马达1以速度ω1输出该扭矩τ时振幅|vs|能够取的值的最大值;

(o)电压值vmax_ω2是在马达1以速度ω2输出该扭矩τ时振幅|vs|能够取的值的最大值;

(p)速度ω2比速度ω1大;

(q)第2比小于第1比。

由于存在ω2>ω1≧ωb的关系,因此速度ω2也可以是在马达1输出该扭矩τ时旋转速度ωm能够取的最大值ωmax。如果ω1=v1,则vmax=vmax_ω1。

以图3为例对v2>ωb且维持扭矩τ的情况进行了说明。如上所述,v6>v5>v2。

(l)使马达1以速度v5进行旋转。此时的振幅|vs|具有对第1电压值乘以第1比而得的值;

(m)使马达1以速度v6进行旋转。此时的振幅|vs|具有对第2电压值乘以第2比而得的值;

(n)第1电压值是在马达1以速度v5输出扭矩τ时振幅|vs|能够取的值的最大值;

(o)第2电压值是在马达1以速度v6输出扭矩τ时振幅|vs|能够取的值的最大值;

(p′)速度v6比速度v5大;

(q′)第2比小于第1比。

通过上述控制来减轻马达1旋转时的特定的旋转角度下的径向的应力。这有助于减轻轴10对轴承14的单侧接触。

供给直流电压vdc的电源设置于马达控制装置200的外部,但也可以包含在马达控制装置200中。该电源例如能够由ac/dc转换器实现。以下,对这种情况下的pwm逆变器210b输出的施加电压vs的振幅|vs|进行说明。

该转换器将交流电压vin转换为直流电压vdc。在该转换中,向转换器流入交流电流iin而输出直流电流idc。导入转换器的输入侧的功率因数cosφin和转换器转换时的损耗ploss1。

在以下的说明中,pwm逆变器210b输出交流电压vout、交流电流iout。导入pwm逆变器210b的输出侧的功率因数cosφout和pwm逆变器210b转换时的损耗ploss2。

关于转换器,根据能量守恒定律,下式(17)成立。第1式的右边第2项表示由转换器损耗引起的电压下降。导入转换器的变压比a。

[数学式17]

vdc=vin×a-ploss1/idc、a=iin×cosφin/idc…(17)

关于pwm逆变器210b,根据能量守恒定律,下式(18)成立。第1式的右边第2项表示由转换器损耗引起的电压下降。导入pwm逆变器210b的调制率b。

[数学式18]

vout=vdc×b-ploss2/(iout×cosφout)、b=idc/iout/cosφout

…(18)

根据式(17)、(18),下式成立。

[数学式19]

vout=(vin×a-ploss1/idc)×b-ploss2/(iout×cosφout)

=vin×a×b-b×ploss1/idc-ploss2/(iout×cosφout)…(19)

根据式(19),从pwm逆变器210b输出的交流电压vout根据转换器转换的交流电压vin、变压比a、调制率b、转换器的损耗ploss1、pwm逆变器210b的损耗ploss2、输入到pwm逆变器210b的直流电流idc、pwm逆变器210b输出的交流电流iout、pwm逆变器210b的功率因数cosφout而唯一确定。另外,只要确定了采用从pwm逆变器210b施加电压的马达的产品系统、该马达的扭矩以及旋转速度,则变压比a、调制率b、损耗ploss1、ploss2、直流电流idc、交流电流iout、功率因数cosφout唯一确定。

因此,只要确定了电源电压、产品系统、扭矩τ以及旋转速度ωm,则上述实施方式的振幅|vs|唯一确定。但是,在作为供给直流电压vdc的电源而由ac/dc转换器实现的情况下,振幅|vs|也取决于输入到该转换器的交流电压vin。

进一步对振幅|vs|的最大值进行说明。根据式(19),交流电压vout在变压比a、调制率b最大时取最大值。当导入变压比a、调制率b各自的最大值amax、bmax时,交流电压vout的最大值voutmax由下式(20)确定。

[数学式20]

voutmax=vin×amax×bmax-bmax×pluss1/idc--ploss2/(iout×cosφout)…(20)

最大值amax、bmax都按照每个产品系统唯一确定。如上所述,如果确定了电源电压、产品系统、扭矩τ、旋转速度ωm,则振幅|vs|唯一确定。因此,如果确定了电源电压、产品系统、扭矩τ、旋转速度ωm,则振幅|vs|的最大值也唯一确定。例如,在某产品系统、某电源电压中维持相同的扭矩τ时,电压值vmax_ω1、vmax_ω2、vmax_ω3、vmax_ωmax分别由速度ω1、ω2、ω3、ωmax唯一确定。

但是,在作为供给直流电压vdc的电源而由ac/dc转换器实现的情况下,这些电压值也取决于输入到该转换器的交流电压vin。

以上,对实施方式进行了说明,但是,可以理解,在不脱离权利要求书记载的主旨和范围的情况下,能够进行方式和详细内容的各种变更。上述的各种实施方式和变形例能够相互组合。

再多了解一些
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